Номинальные входное и выходные напряжения, максимальные токи, выдаваемые с каждого из выходов, максимальная выходная и потребляемая мощность.
Параметры нестабильности:
1) Нестабильность выходного напряжения. Обычно указывается суммарное значение нестабильности, которое отражает максимальное изменение выходного напряжения при действии на блок всей совокупности дестабилизирующих факторов. В качестве единицы измерения используется процент от номинального значения выходного напряжения. Также можно рассматривать частные нестабильности, которые показывают, как изменяется выходное напряжение при воздействии конкретного дестабилизирующего фактора. Основными составляющими общей суммарной нестабильности являются:
– нестабильности по сети, т.е. характер изменения выходного напряжения источника вторичного питания в зависимости от изменения входного сетевого напряжения;
– нестабильность по нагрузке, т.е. изменение выходного напряжения ВИП в зависимости от изменения тока нагрузки;
– нестабильность по температуре;
– нестабильность временная, которая определяет дрейф выходного напряжения ВИП за определенный промежуток времени работы блока при отсутствии за это время других дестабилизирующих факторов;
– нестабильность динамическая, которая определяется кратковременным отклонением выходного напряжения ВИП при скачкообразном изменении тока нагрузки.
2) Пульсация выходного напряжения. Этот параметр отражает характер и значение переменной составляющей выходного напряжения. Обычно указывается суммарное значение пульсации, которое равно максимальному отклонению переменной составляющей. В импульсных источниках вторичного питания пульсация представляет собой сумму трех основных компонент:
– сетевая компонента – размах напряжения в полосе частот выпрямленного сетевого напряжения; например, для двухполупериодного выпрямления промышленной сети с частотой 50 Гц эта полоса равна 100 Гц;
– ключевая компонента – размах напряжения на частоте работы силовых транзисторов преобразователя, которая обычно составляет десятки и сотни килогерц;
– высокочастотная компонента – размах напряжения высокочастотных «выбросов» (пиков) выходного напряжения; полоса – от единиц до десятков мегагерц.
3) Характер изменения тока нагрузки. Определяется диапазоном изменения тока в процессе эксплуатации. Современные ЭВМ как правило способны при отсутствии активных задач и внешних воздействий со стороны пользователя переходить в режим пониженного энергопотребления (режим ожидания). При этом потребляемая мощность снижается в десятки раз. Поэтому вторичные источники питания ЭВМ должны обеспечивать диапазон изменения тока нагрузки от 0,1 до 1,1 номинального значения.
4) Реакция на изменение входного напряжения. По продолжительности процессов изменения входного напряжения различают длительное изменение (амплитуда 10% от номинального значения) и кратковременные возмущения (+15% .. -20% по амплитуде в течение 100..200 мс). Ввиду этого важным требованием к источнику вторичного электропитания является поддержание номинального выходного напряжения при условии прерывания подачи входной энергии. Соответствующий параметр – время поддержания выходного напряжения, должен составлять не менее 20 мс. Это время выбирается из соображений возможных задержек в электроснабжении, например, при переходе на питание от резервного источника питания.
Кроме вышеперечисленных факторов система электропитания ЭВМ должна обеспечивать следующие функциональные характеристики:
– оперативный контроль напряжения и локализацию отказов источников питания;
– защиту по току (обычно ограничивает ток нагрузки на уровне 1,25 от номинального значения);
– защиту от перенапряжения (должна обеспечивать кратковременное или постоянное отключение блока при превышении входным напряжением некоторого порогового значения).
С учетом постоянных тенденций к миниатюризации радиоэлектронной аппаратуры важнейшими конструкционными характеристиками ИВП являются удельная объемная мощность PV и коэффициент полезного действия . Удельная объемная мощность выражается величиной выходной мощности ИВП, отнесенной к единице объема, и измеряется в ваттах на кубический дециметр. Обе характеристики зависят от многих факторов, к которым в первую очередь относятся схемотехнические решения, параметры применяемой элементной базы и технология изготовления ИВП.
Таким образом, можно сделать вывод о том, что надежность и работоспособность блоков и узлов электропитания, являющихся частью общей схемы ЭВМ, существенно влияет на технический уровень и показатели аппаратуры в целом. Система электропитания должна защищать функциональные блоки ЭВМ от внешних и внутренних дестабилизирующих факторов (изменение сетевого напряжения, изменение характера и сопротивления нагрузки), а также обеспечивать работу в различных эксплуатационных режимах.
Классификация систем электропитания ЭВМ
По функциональному назначению источники вторичного питания (ИВП) можно разделить на четыре основные группы:
-
Тип прибора
|
Напряжение на входе
|
Напряжение на выходе
|
Выпрямитель
|
переменное
|
постоянное
|
Инвертор
|
постоянное
|
переменное
|
Преобразователь
|
постоянное
|
постоянное
|
Трансформатор
|
переменное
|
переменное
|
Система питания современной ЭВМ содержит в виде составных частей элементы практически всех перечисленных групп.
Различают регулируемые и нерегулируемые ВИП. Регулируемые обеспечивают постоянство тока или напряжения на своем выходе, независимо от воздействия внешних дестабилизирующих факторов, при условии, если их величина не превышает допустимых значений.
Обобщенная структурная схема типового нерегулируемого источника питания имеет вид (рис.20.1).
Рис.20.1. Структура нерегулируемого ИВП
В качестве нерегулируемых источников питания могут применяться одно- и двухполупериодные выпрямители, а также двухполупериодные мостовые выпрямители.
Как было показано выше, нормальное функционирование ЭВМ возможно только при условии поддержания высокой стабильности питающего напряжения. Для этого используются стабилизированные источники питания.
Различают линейные стабилизированные ВИП и импульсные стабилизаторы. Среди линейных, в свою очередь, можно выделить параллельные и последовательные. В первом случае стабилизирующий элемент (напр. стабилитрон) включается параллельно нагрузке (рис.20.2).
Рис. 20.2. Линейный стабилизированный ИВП параллельного типа
Недостаток данной схемы – невысокий коэффициент стабилизации, низкий КПД, а также следует учитывать, что в отсутствие нагрузки стабилитрон должен выдерживать рассеивание значительной мощности.
Последовательные стабилизированные ИВП используют стабилитрон лишь в качестве источника опорного напряжения. При этом функции регулирования выходного напряжения и рассеивания избыточной мощности возлагаются на мощный проходной каскад. Структурная схема линейного стабилизатора последовательного типа с обратной связью представлена на рис.20.3.
Рис. 20.3. Линейный стабилизированный ИВП последовательного типа
Подобные стабилизаторы используются, например, в IBM AT - совместимых персональных компьютерах в качестве источников питающего напряжения процессора.
В любом случае, при использовании линейных ИВП стабильность выходного напряжения достигается за счет рассеяния части избыточной мощности, т.е.
PРАСС = PВХ – PВЫХ
Это обуславливает низкий КПД подобных устройств. Преодоление указанных недостатков возможно за счет использования импульсных стабилизаторов. Среди них, в свою очередь, различают трансформаторные и бестрансформаторные схемы.
Трансформаторные и бестрансформаторные схемы ИВП
Структурная схема трансформаторного источника вторичного питания с импульсной стабилизацией имеет вид, показанный на рис.20.4.
Рис. 20.4. Импульсный ИВП трансформаторного типа
МШИ – модулятор ширины импульсов.
Выпрямленное и отфильтрованное обычным способом входное напряжение подается на силовой транзистор VT1. Он включается и выключается серией импульсов и подает напряжение на низкочастотный узкополосный фильтр, образованный индуктивностью L1 и емкостью C2. После фильтрации большинства переменных составляющих импульсного напряжения на выходе схемы обеспечивается сглаженное постоянное напряжение. Когда силовой транзистор VT1 включен на время tВКЛ и выключен на время tВЫКЛ, выходное напряжение приближенно описывается выражением
UВЫХ = UC1tВКЛ / (tВКЛ + tВЫКЛ).
Если период следования импульсов (tВКЛ + tВЫКЛ) остается постоянным, то величину выходного напряжения можно регулировать изменяя скважность импульсов путем изменения времени tВКЛ.
В качестве примера бестрансформаторного стабилизатора (точнее ИВП с бестрансформаторным входом) можно привести обобщенную структурную схему импульсного ИВП с инвертором (рис.20.5).
Рис. 20.5. Импульсный ИВП с бестрансформаторным входом
В инверторах применяются высоковольтные транзисторы, обеспечивающие преобразование постоянного напряжения в высокочастотное импульсное, частотой до десятков-сотен килогерц. Применяемый высокочастотный трансформатор имеет существенно меньшие размеры, что обуславливает более высокие массогабаритные показатели ВИП.
Влияние длительных помех по сети питания на ЭВМ
Блоки питания ЭВМ условно можно разделить на две группы:
трансформаторные блоки питания;
блоки питания с импульсными преобразователями.
Стабилизированный вторичный источник питания с непрерывным регулятором можно представить эквивалентной схемой (рис.20.6)
Рис.20.6. Эквивалентная схема ИВП непрерывного действия
Если в момент времени t=0 возникает провал  , то напряжение фильтра начинает снижаться по линейному закону:
 ,
где
 ,
 ;
 .
В момент tн регулирующий элемент насыщается и Uн снижается по экспоненциальному закону:
При возникновении перенапряжения на величину ΔΕл напряжение Uн остается постоянным, а напряжение на фильтре растет по закону:
 (20.1)
Одновременно с этим растет и температура стабилизатора:
 ,
где  - температурный коэффициент, постоянная времени.
При достижении
происходит срабатывание защиты.
Эквивалентная схема вторичного источника питания с импульсным преобразователем имеет вид, представленный на рис. 20.7.
Рис.20.6. Эквивалентная схема импульсного ИВП:
П - преобразователь.
При провале Е до нуля  уменьшается по линейному закону:
 ,
где  ,
 - коэффициент трансформации,
 .
В момент насыщения tн:
и далее
 ,
где  .
Благодаря наличию множителя снижение напряжения на нагрузке происходит достаточно медленно.
При перенапряжении на фильтре и соответственно температура растет в зависимости (20.1).
На блоки питания ЭВМ воздействуют также электростатические разряды. Электростатические разряды на корпус ЭВМ возникают обычно в помещениях с низкой влажностью (менее 60%) и изолированными полами. Если человек-оператор имеет емкость C и накопленный заряд q, то он будет нести ЭДС:
Эквивалентная схема воздействия электростатического разряда показана на рис.20.8.
Рис.20.8. Эквивалентная схема воздействия разряда на ИВП:
Lk – индуктивность корпуса.
Если цепи ЭВМ имеют многочисленные соединения с корпусом, то суммарная индуктивность:
Примем
 ,
получим, что напряжение нагрузки будет изменяться по экспоненте:
Импульс, воздействующий на цепи ЭВМ, будет иметь эквивалентную вольт-секундную площадь:
 ,
где 
Эквивалентная длительность импульса:
Воздействие импульса тем сильнее, чем больше емкость источника и индуктивность корпуса и цепей ЭВМ. Если индуктивность корпуса мала, то наименьший по площади сигнал будет в случае гальванической развязки цепей ЭВМ от корпуса, а наибольший - при наличии многих точек соединения с корпусом. При уменьшении внутреннего сопротивления источника помехи сопротивления, растет длительность воздействия помехи.
Лекция 21
Линейные стабилизаторы напряжения
План лекции
Общие принципы работы линейного стабилизатора
Принцип действия компенсационного стабилизатора
Системы защиты компенсационных стабилизаторов
Общие принципы работы линейного стабилизатора
Как было показано ранее, схемы источников вторичного питания, в зависимости от наличия сетевого трансформатора, работающего на частоте первичной сети, можно подразделить на схемы с трансформаторным и бестрансформаторным входом. Основными функциональными узлами трансформаторных ИВП являются трансформатор, выпрямитель, сглаживающий фильтр и стабилизатор. В свою очередь, различают непрерывные (линейные) стабилизаторы и импульсные. Рассмотрим принципы построения и функционирования непрерывных стабилизаторов.
Принцип действия компенсационного стабилизатора
Линейные стабилизаторы, в зависимости от наличия обратной связи, делятся на параметрические и компенсационные.
Непрерывный параметрический стабилизатор осуществляет стабилизацию выходного напряжения за счет свойств вольтамперных характеристик нелинейного элемента, например стабилитрона, стабистора, дросселя насыщения. При этом стабильность выходного напряжения определяется наклоном вольтамперной характеристики и, как правило, является невысокой. Поэтому непосредственное применение стабилизаторов такого типа в качестве источников вторичного питания в вычислительной технике не используется.
В отличие от параметрического, компенсационный стабилизатор напряжения (КСН) обеспечивает необходимую стабильность напряжения на нагрузке при помощи цепи отрицательной обратной связи, воздействующей на регулирующий элемент (РЭ). В зависимости от схемы включения регулирующего элемента подобные компенсационные стабилизаторы разделяются на последовательные (рис. 21.1) и параллельные (рис. 21.2).
Рис.21.1. Последовательный линейный КСН
Рис.21.2. Параллельный линейный КСН
На рис.21.1,2: РЭ – регулирующий элемент; УПТ – усилитель постоянного тока (обратной связи); ИЭ – измерительный элемент; Rн – сопротивление нагрузки; Rг – гасящий резистор.
В состав любого КСН входят следующие основные функциональные узлы:
– регулирующий элемент (РЭ);
– устройство сравнения (УС);
– усилитель постоянного тока (УПТ).
Регулирующий элемент выполняется, как правило, на составных транзисторах (рис.21.3).
Рис.21.3. Схемы регулирующего элемента
Для схемы (рис.21.3а), состоящей из двух транзисторов, статический коэффициент передачи тока составного каскада определяется выражением
h21э = h21э1h21э2,
напряжение насыщения
UКЭнас = UКЭнас2 + UЭБ1,
а коэффициент усиления по напряжению при постоянном коллекторном токе IН = const, равен
Т = Т1Т2 / (Т1+Т2).
Для схемы (рис.21.3б) эти величины соответственно равны
h21э = h21э1h21э2h21э3,
UКЭнас = UКЭнас3 + UЭБ1 + UЭБ2,
Т = Т1Т2Т3 / (Т1Т2+Т1Т3+Т2Т3).
Схемы сравнения и усилители постоянного тока выполняются на транзисторах, поэтому они одновременно с формированием сигнала рассогласования осуществляют его предварительное усиление.
Типичная схема сравнения, выполненная на одном транзисторе имеет вид, представленный на рис.21.4.
Рис.21.4.Схема сравнения
Схема содержит делитель напряжения RP, R3, R4, источник опорного (эталонного напряжения), выполняемый на стабилитроне VD, и дополнительный источник напряжения EДОП, необходимый для обеспечения нормального режима работы транзистора.
Для достижения более высоких характеристик стабилизатора применяются дифференциальные схемы сравнения, выполняемые на двух транзисторах (рис.21.5).
Рис.21.5. Дифференциалльная схема сравнения
В тех случаях, когда предварительного усиления недостаточно для получения заданного коэффициента стабилизации, включают дополнительные каскады усиления.
В настоящее время промышленность выпускает широкую номенклатуру линейных стабилизаторов в интегральном исполнении.
Системы защиты компенсационных стабилизаторов
В компенсационных стабилизаторах наиболее часто применяются три вида защиты:
– от повышения выходного напряжения;
– от понижения выходного напряжения;
– от перегрузки по току или короткого замыкания в нагрузке.
Защита от превышения и понижения выходного напряжения реализуется за счет введения в стабилизатор дополнительных устройств сравнения (УС) и исполнительного элемента. Устройство сравнения имеет такое же схемное построение, как и применяемое в КСН. А в качестве исполнительного элемента применяется реле или полупроводниковый прибор – транзистор или тиристор. Типовая схема защиты от повышения выходного напряжения имеет вид, показанный на рис.21.6.
Рис.21.6. Схема защиты источника питания
Если в некоторый момент времени выходное напряжение, формируемое КСН, превысит значение UН max, задаваемое резистором RP, то транзистор VT откроется, что повлечет срабатывание исполнительного элемента – реле SA, которое одновременно снимает своими контактами 1-2 напряжение питания UП со входа КСН и блокирует контактами 3-4 коллектор транзистора VT.
Достоинство подобной схемы заключается в возможности гальванического отключения одной (или обеих) шин потребителя. А основной недостаток состоит в значительной ее инерционности. Время реакции схемы защиты в данном случае в основном определяется временем срабатывания электромеханического реле и составляет обычно несколько миллисекунд.
Для сокращения времени срабатывания защиты в качестве исполнительного элемента применяются транзисторы. При этом возникающая задержка измеряется единицами микросекунд.
Защита от перегрузки по току в стабилизаторах может быть выполнена с ограничением на постоянном уровне IК.З., превышающем номинальное значение IНОМ (рис. 21.7а), или же с резким уменьшением тока потребления до IК.З0 в режиме короткого замыкания (рис. 21.7б).
В первом случае режим перегрузки по току характеризуется большей мощностью, выделяемой на регулирующем транзисторе КСН. Поэтому в таких случаях обычно выключают напряжение питания на входе КСН при помощи реле. Во втором случае потребляемая от источника мощность значительно меньше мощности, выделяемой на силовом транзисторе КСН при IНОМ. Поэтому выключение питания в такой схеме необязательно.
Рис.21.7. Характеристика устройства защиты
Схема с ограничением тока короткого замыкания на постоянном уровне и последующим выключением напряжения питания Показана на рис.21.8.
Рис.21.8. Схема с ограничением тока короткого замыкания
Резистор R1 является датчиком тока, а делитель R2-RP служит для установки порога срабатывания IК.З. В рабочем состоянии КСН транзистор VT1 закрыт. При перегрузке по току VT1 открывается и подает одновременно запирающее напряжение на базу регулирующего транзистора VT2-VT3 КСН и на обмотку реле SA, которое включается и снимает напряжение с входа стабилизатора.
Лекция 22
Бестрансформаторные схемы ВИП
План лекции
Основные узы и принцип действия бестрансформаторных источников вторичного питания
Схемы высоковольтных транзисторных преобразователей (ВТП)
Помехи в бестрансформаторных источниках и методы борьбы с ними
Основные узы и принцип действия бестрансформаторных источников вторичного питания (БИВП)
Существуют большое количество различных вариантов структурных схем БИВП. В наиболее общем случае структурная схема БИВП имеет вид, представленный на рис.22.1.
 Рис.22.1. Общая структура бестрансформаторного ИВП
Входное переменное напряжение сети UС поступает на низкочастотный выпрямитель НВ, далее на высокочастотный помехозащитный фильтр ФВЧ, предназначенный для предотвращения попадания высокочастотных помех от БИВП в сеть.
Для устранения пульсаций питающего напряжения, формируемого низкочастотным выпрямителем (НВ) используется низкочастотный фильтр (НФ). Блок питания, питающийся от однофазной промышленной сети с частотой 50 Гц, как правило, содержит фильтр с емкостной реакцией, т.е. он имеет достаточно большую емкость фильтрового конденсатора. Поскольку полное сопротивление зарядной цепи этого фильтра весьма мало, то для исключения больших зарядных токов, перегружающих входную сеть и элементы выпрямителя (НВ), в цепи заряда конденсатора устанавливают устройство ограничения зарядного тока конденсатора (УЗК). В качестве УЗК применяют нелинейные зарядные цепи, обладающие большим сопротивлением в процессе заряда конденсатора и малым сопротивлением в нормальном режиме функционирования преобразователя. В качестве такой цепи возможно использование параллельно соединенных резистора, ограничивающего зарядный ток, и ключевого элемента, например тиристора. После того, как ток через заряжаемый конденсатор снизится до приемлемого уровня, включается тиристор, сопротивление которого значительно меньше сопротивления токоограничительного резистора. Таким образом, в нормальном режиме работы БИВП сопротивление цепи питания конденсатора низкочастотного фильтра (НФ) становится пренебрежимо малым. Другой вариант – использование специального нелинейного терморезистора, сопротивление которого уменьшается по мере нагревания под действием протекающего тока (рис.22.2).
Рис.22.2. Характеристика терморезистора
Напряжение с выхода низкочастотного фильтра (НФ), значением порядка 300 В (при напряжении первичной сети 220 В), поступает на высоковольтный транзисторный преобразователь (ВТП), который может выполняться по различным схемам и содержит высокочастотный трансформатор, осуществляющий гальваническую развязку цепи нагрузки блока питания от сети.
Напряжение с вторичной обмотки трансформатора поступает на силовой выпрямитель СВ и далее на выходной фильтр ВФ и нагрузку.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется схемой управления, включенной в обратную связь между выходом БИВП и высоковольтным транзисторным преобразователем (ВТП). Напряжение обратной связи UОС с выхода блока поступает на схему управления (СУ). В общем случае эта схема состоит из следующих функциональных узлов:
– усилитель сигнала обратной связи (УОС);
– модулятор ширины импульсов (МШИ);
– задающий генератор (ЗГ).
Задающий генератор формирует импульсы управления высоковольтным транзисторным преобразователем. В свою очередь, параметры формируемых импульсов, определяются модулятором ширины импульсов, который изменяет их скважность в зависимости от величины сигнала, поступающего от усилителя УОС по цепи обратной связи.
К обязательным функциональным узлам схемы управления (СУ) также относятся устройство защиты по току (УЗТ) силовых транзисторов преобразователя и устройство запуска преобразователя (УЗП). Назначением последнего является питание схемы управления необходимыми вспомогательными напряжениями в момент включения БИВП.
Схемы высоковольтных транзисторных преобразователей (ВТП)
В качестве ВТП могут применяться различные схемы силовых преобразователей: однотактные, двухтактные, мостовые, полумостовые.
Структурная схема однотактного ВТП имеет следующий вид (рис.22.3).
Рис.22.3. Схема однотактного ВТП
Диод VD2, включенный между выводом вторичной обмотки W2 трансформатора и дросселем L, отпирается при открывании транзистора VT и передает энергию в нагрузку через сглаживающий LC-фильтр. Для ограничения амплитуды импульса на коллекторе транзистора VT после его запирания и обеспечения возврата в первичный источник питания энергии, накопленной магнитным полем трансформатора за время открытого состояния транзистора VT, применяют размагничивающую обмотку WР.
Двухтактный полумостовой ВТП имеет следующую структуру (рис.22.4).
Рис.22.4. Схема двухтактного полумостового ВТП
Транзисторы VT1 и VT2 открываются поочередно, вследствие чего на первичной обмотке W1 трансформатора действует переменное напряжение с амплитудой, близкой к U0/2. При равных по амплитуде и длительности полуволнах напряжения на обмотке W1, напряжение в точке соединения конденсаторов также равно U0/2.
Мостовой двухтактный ВТП имеет следующую структуру(рис.22.5).
Рис.22.5. Схема мостового ВТП
Вместо конденсаторов делителя напряжения установлены транзисторы, переключение которых осуществляется так, что через первичную обмотку трансформатора протекает переменный ток. Амплитуда напряжения на первичной обмотке в такой схеме вдвое больше, чем в полумостовом ВТП, поэтому при использовании транзисторов одинакового типа мостовой ВТП обеспечивает вдвое большую выходную мощность.
Основная проблема двухтактных схем – наличие сквозных токов. Для их предотвращения применяют диоды, включенные параллельно цепям К-Э во встречном направлении.
Помехи в бестрансформаторных источниках и методы борьбы с ними
Достоинством высокочастотных БИВП является их энергетическая эффективность, малая масса и объем. Однако применение ключевых режимов в высокочастотных преобразователях привело к серьезной проблеме, связанной с подавлением помех, генерируемых в процессе коммутации силовых элементов БИВП.
Возникающие высокочастотные помехи распространяются как по проводам монтажа, так и по эфиру с помощью электромагнитного поля. Их уровень может оказаться достаточным для возникновения сбоев и нарушений в работе ЭВМ. Поэтому исследование влияния помех на надежность функционирования средств ВТ является весьма актуальным.
Как уже было сказано выше, основным источником помех в импульсных ИВП являются полупроводниковые приборы, работающие в режиме переключения. Условная мощность (интенсивность) помех существенно зависит от быстродействия транзисторов и диодов силовой части. Рассмотрим коммутационные процессы их переключения.
На рис.22.6а показана обобщенная схема включения выпрямительного диода, нарис.22.6б и временные диаграммы электрических процессов. Пусть до момента времени t0 через диод протекал прямой ток I1. В момент времени t0 происходит смена полярности входного напряжения u от +(UН + UД) до –(UОБР + UД) и через диод начинает протекать ток обратной полярности. Процесс рассасывания избыточных носителей из базы диода заканчивается спустя время tР.
 Рис.22.6. Возникновение помех при переключении диода
Его длительность, при прочих равных условиях, сокращается при увеличении амплитуды импульса рассасывающего тока I2. В интервале рассасывания диод продолжает оставаться открытым, а ток через него определяется внешними токоограничивающими элементами. Амплитуда импульса тока I2 определяется суммой напряжений Uд u +UН и паразитными сопротивлениями потерь в силовой цепи выпрямителя, куда входят сопротивление индуктивности рассеяния LS обмоток силового трансформатора, эквивалентное последовательное сопротивление фильтрующего конденсатора, активное и индуктивное сопротивления монтажа, а также приведенные сопротивления первичной цепи преобразователя. Так как ИВП должен обладать максимально возможным КПД, паразитные сопротивления обычно малы. Это приводит к большим амплитудам импульса тока I2, а также к изменению форм импульса обратного тока через диод при различных соотношениях между реактивной и активной частями паразитных сопротивлений (кривая 1 – идеальный случай, кривая 2 – с учетом индуктивности цепи тока через диод).
По окончании процесса рассасывания начинается восстановление обратного сопротивления диода. На протяжении времени спада tСП ток через диод уменьшается от I2 до нуля. Однако, из-за наличия собственной емкости диода, паразитных емкостей монтажа и силовых цепей схемы возможно возникновение высокочастотных колебаний с периодом TВ:
i(t) IМexp(-t/З)sin(Вt).
где в = 2/TВ, З – постоянная времени затухания,  ,
LП, CП – эквивалентные емкость и индуктивность паразитного контура.
Практические характеристики рассмотренных процессов имеют следующий порядок: при прямом токе I1 = 2..6 А обратный ток I2 достигает 8..20 А. Время рассасывания импульсных диодов типа 2Д213 составляет tР = 150..200 нс. Длительность спада тока tСП = 200..300 нс при TВ = 50..2000 нс.
Рассмотрим коммутационные процессы переключения силового транзистора. Типовая схема его включения в силовом каскаде приведена на рис. 22. 7а.
 Рис.22.7. Возникновение помех при переключении транзистора
Кривая, показанная на рис.22.7б сплошной линией, соответствует напряжению коллектор-эмиттер UКЭ силового транзистора при наличии демпфирующей цепи CДФVDДФ, а кривая, показанная пунктиром, – при ее отсутствии.
В результате включения силового транзистора VT происходит нарастание его коллекторного тока и спад коллекторного напряжения. Ток коллектора VT увеличивается от нуля до максимального амплитудного значения. По завершении времени tСП транзистор входит в режим насыщения.
После подачи запирающего сигнала и окончания времени рассасывания избыточных носителей из полупроводниковой структуры транзистора VT последний начинает запираться. Формируется фронт нарастания его коллекторного напряжения длительность tФ. После достижения напряжением UКЭ величины UКМ оно продолжает увеличиваться вследствие наличия в коллекторной цепи транзистора паразитной индуктивности рассеяния LS силового трансформатора T. При наличии демпфирующей цепи напряжение увеличивается до амплитудного значения UКМИ, уровень которого зависит от емкости конденсатора CДФ и уровня напряжения на нем к моменту начала запирания транзистора. На интервале времени демпфирования tДФ диод VDДФ открыт и емкость СДФ заряжается током, накопленным ранее в индуктивности LS обмоток рассеяния трансформатора. Когда напряжения на CДФ в процессе колебаний становится меньше, чем повышенное напряжение на коллекторе транзистора, диод VDДФ запирается. В силу инерционности процесса запирания, восстановления обратного сопротивления и наличия емкости у диода происходят явления, рассмотренные ранее для выпрямительного диода. Обратный ток через диод VDДФ может достигать значительных величин и определять интенсивность высокочастотных помех ИВП.
Если демпфирующая цепь отсутствует, то увеличение напряжения UКЭ происходит в соответствии с пунктирной кривой, а амплитуда импульса UКЭИ’ может достигать значительно больших значений. Типовые значения: TВ = 50..2000 нс (при наличии демпфирующей цепи) и 200..5000 нс (при отсутствии), длительность фронта импульса tФ = 50..300 нс.
Кроме рассмотренных выше явлений следует учитывать, что транзистор является активным прибором с коэффициентом усиления существенно большим единицы. Это обуславливает предпосылки для возникновения автоколебательных процессов, ведущих к появлению высокочастотных помех.
На рис.22.8а приведена схема ДПН (двухтактного преобразователя напряжения) с возможными паразитными связями между элементами схемы и металлической подложкой.
Рис.22.8. Действие помехи из ИВП
Осциллограмма UА показывает изменение напряжения в точке А (коллекторе одного из транзисторов ДПН). Изменения этого напряжения через указанные паразитные связи приводят к появлению на одном из входов схемы сравнения (точка B) импульсов, показанных на осциллограмме UВ. Эквивалентная емкость, приводящая к появлению этой помехи, определяется выражением
CM 1 / [1+ 1/C2M + C3M/C1M].
Для уменьшения CM, а следовательно, и уменьшения влияния скачка напряжения в точке А на работу схемы сравнения необходимо увеличить емкость C3M до значений, несоизмеримо больших C1M и C2M, или соединить металлическую подложку с общим полюсом –27В. Пи этом C3M = , а значит, CM = 0. Тогда для любых емкостей C1M и C2M напряжение помехи равно нулю.
Существуют различные направления в борьбе с высокочастотными помехами, в частности:
– защита от помех в самом электронном оборудовании;
– правильный выбор компонентов блока питания (силовых транзисторов, диодов, конденсаторов, трансформаторов);
– экранирование блока питания;
– заземление (одноточечное заземление, сигнальная, корпусная земля);
топология схем блока питания (разделение силовой и управляющей частей, выполнение монтажных жгутов, взаимное расположение элементов).
Наилучшим средством уменьшения помех является их устранение в местах возникновения. В общем случае для этого необходимо увеличивать длительность фронтов и спадов импульсов тока и напряжения и уменьшать их амплитуду, а также амплитуду импульсов коммутационных токов и напряжений. Эта проблема во многом решается за счет перехода от импульсных сигналов к синусоидальным.
Как было показано выше, одним из источников высокочастотных помех является выпрямительный диод, за счет накопления тока в паразитных элементах электрической схемы. Скорость изменения тока на этапе запирания диода di/dt составляет 200..500 А/мкс. При этом уменьшение паразитных индуктивностей приводит к увеличению этой скорости, а, следовательно, к увеличению уровня помех. Одним из способов уменьшения мощности высокочастотных колебаний в цепи выпрямительного диода является уменьшение резонансной частоты и добротности паразитного колебательного контура. Это достигается подключением параллельно диоду последовательностной шунтирующей RШCШ цепочки. Другой метод – введение дополнительной индуктивности, включаемой последовательно с диодом. Конструктивно это организуется путем нанизывания выводов диода на ферритовые кольца. Такие меры позволяют в десятки раз уменьшить уровень высокочастотных помех, как на входных, так и выходных шинах ИВП.
Другие направления борьбы с помехами заключаются в выборе соответствующей элементной базы, рациональном монтаже, конструировании и компоновке узлов:
– попарная свивка проводов, по которым протекают импульсные токи одинаковой величины различного направления, что обеспечивает нулевое внешнее поле;
– применение многослойных шин при выполнении печатного монтажа;
– использование максимально коротких выводов фильтрующих конденсаторов, применение безвыводных и бескорпусных конденсаторов;
Кроме того, для снижения помех используются помехоподавляющие фильтры, например фильтра вида (рис.22.9).
Рис.22.9. Общая схема режекторного фильтра
Кроме того, по шинам питания необходима установка распределенных конденсаторов с малой собственной индуктивностью.
Лекция 23
Меры по обеспечению помехозащищенности ЭВМ
План лекции
Требования к помехозащищенности ЭВМ
Система земель
Рекомендации по выполнению внешних соединений
Борьба с внешними помехами
Резервирование питания ЭВМ
К мерам по обеспечению помехозащищенности ЭВМ относятся, прежде всего, меры схемно-конструктивного характера, которые сводятся к корректному выполнению внешних связей, заземления, фильтрации, экранирования, развязывания питания и т.п. Ни один из способов не может быть указан в качестве предпочтительного по сравнению с другими. Для удовлетворительных результатов необходимо применять их в сочетании.
Требования к помехозащищенности ЭВМ
Впервые технические требования к ЭВМ в нашей стране были изложены в комплексе технических требований. «Рекомендации по защите ЭВМ от помех. РТМ 25.93-72». Этот документ регламентирует следующие требования:
В испытуемом устройстве не должны возникать сбои с частотой, превышающей  =0.5*10-6 при подаче на любую фазу или нулевой провод импульсной помехи с амплитудой  =360 В (для устройств с наработкой на отказ менее 1000 час. Для устройств с наработкой на отказ Т 0 более 1000 час
 =(1000/Т0)* 0.5*10-6.
В испытуемом устройстве не должны возникать сбои при провале в одной из фаз до 100В или при перенапряжении до 35В, длительностью до четырех периодов.
При случайном отключении питания не должны возникать неисправности, требующие ремонта и не должны происходить разрушения на долговременных носителях информации.
В части излучения радиопомех по нормативам 1-72, уровень радиопомех не должен превышать по частотам (табл.23.1)
на расстоянии 10-15м от устройства.
Таблица 23. 1
Допустимый уровень помех по частотам
-
Уровень, дБ
|
 , мГц
|
60
|
0,15…0,5
|
54
|
0,5…2,5
|
46
|
2,5…300
|
При включении в сеть и отключении от сети устройства не должны создавать импульсных помех амплитудой выше 200 В, провалов более 45 В и перенапряжений более 25 В (длительностью не более 4 периодов).
Отдельно нормируются допустимые уровни помех по линиям связи.
|
